Ⅰ 簡述同步解調的演算法
解調是調制的逆過程，是從高頻已調波中恢復出原低頻調制信號的過程。從頻譜上看，解調也是一種信號頻譜的線性搬移過程，是將高頻載波端邊帶信號的頻譜線性搬移到低頻端，這種搬移正好與調制過程的搬移過程相反，故所有的具有頻譜線性搬移功能的電路均可用於調幅波的解調。
同步解調，它的基本功能就是完成頻譜的線性搬移，但為了防止失真，同步檢波電路中都必需輸入與載波同步的解調載波。同步，指同頻率同相位。
一體化工作站正變得越來越輕薄，要求更輕和更小的電源轉換器，這通常通過提高開關頻率來實現。傳統Si MOSFET在高頻工作下的開關和驅動損耗是一個關鍵制約因素。GaN HEMT提供較傳統MOSFET更低的門極電荷和導通電阻，從而實現高頻條件下的更高電源轉換能效。
演示板設計為240 W通用板，它輸出20 A的負載電流和12 V輸出電壓，功率因數超過98%，滿載時總諧波失真(THD)低於17%。電源轉換器前端採用功率因數校正(PFC) IC，將AC轉換為調節的385 V DC匯流排電壓。升壓轉換器中的電感電流工作於CCM。升壓PFC段採用安森美半導體的NCP1654控制器。次級是隔離的DC-DC轉換器，將385 V DC匯流排電壓轉換為12 V DC輸出電壓。隔離的DC-DC轉換通過採用LLC諧振拓撲實現。次級端採用同步整流以提供更高能效。LLC電源轉換器採用安森美半導體的NCP1397，提供97%的滿載效率，而同步整流驅動器是NCP4304。
NCP432用於反饋路徑以調節輸出電壓。演示板採用GaN HEMT作為PFC段和LLC段原邊的開關，提供0.29 mΩ的低導通電阻和> 100 V/ns 的高dv/dt，因而導致開關和導通損耗低，其低反向恢復電荷產生最小的反向恢復損耗。
其中，NCP1654提供可編程的過流保護、欠壓檢測、過壓保護、軟啟動、CCM、平均電流模式或峰值電流模式、可編程的過功率限制、浪涌電流檢測。NCP1397提供精確度為3%的可調節的最小開關頻率、欠壓輸入、1 A/0.5 A峰值汲/源電流驅動、基於計時器的過流保護(OCP)輸入具自動恢復、可調節的從100 ns至2 μs的死區時間、可調節的軟啟動。NCP4304的關鍵特性包括具可調節閾值的精密的真正次級零電流檢測、自動寄生電感補償、從電流檢測輸入到驅動器的關斷延遲40 ns、零電流檢測引腳耐受電壓達200 V、可選的超快觸發輸入、禁用引腳、可調的最小導通時間和最小關斷時間、5 A/2.5 A峰值電流汲/源驅動能力、工作電壓達30 V。
Ⅱ 希爾伯特變換有什麼用【基於Hilbert變換的數字調相信號解調演算法研究】
[摘 要]文章提出了一種在軟體無線電中基於希爾伯特(Hilbert)變換的調相信號數字化解調演算法,與傳統解調方法相比,簡單、計算量小且易於實現,能很好地滿足軟體無線電中的要求。理論分析和模擬結果表明該解調方案的抗干擾性能有明顯改善,具有理論意義和實際應用價值。
[關鍵詞]軟體無線電 希爾伯特變換 數字化解調 模擬
[中圖分類號]TN911.72[文獻標識碼]A[文章編號]1007-9416(2010)03-0119-02
軟體無線電是近年現代通信技術的一個重要研究領域。其基本思想是在一個通用的硬體平台上安裝不同的軟體實現不同的通信功能,它便於通過軟體升級來擴充系統功能,適應新的通信標准[1]。
目前,在軟體無線電系統的接收端一般使用數字化正交解調方式[2],見圖1所示。
數字化正交解調演算法的基本原理是:將模擬中頻信號首先經過A/D轉換器,轉化為數字信號,然後瞎基用數控振盪器(NCO)產生的兩路本振信號分別與混頻,輸出信號經FIR數字低通濾波器(LPF),得到基本信號和,最後解調輸出。它的主要缺點是要提取同步載波,演算法比較復雜,而且佔用存儲空間大。為克服這些缺點,本文提出了一種能適用於各種數字調相方式,且演算法簡單、快速的數字化解調演算法。
1 基於Hilbert變換的數字調相信號快速解調演算法
根據Hilbert變換的性質,如果低頻限帶信號Hilbert變換為,帶寬為,則當載波頻率時,有:
(1)
(2)
因此,我們可設計一個數字化解調器如圖2所示。
1.1 演算法解釋
一般數字調相信號可表示為[3]:,則當時,經A/D采樣後離散化為:
(3)
我們以周期(為基帶信號的碼元寬度)提取離散信號,然後進行Hilbert變換,則離散化信號的Hilbert變換為:
(4)
由Hilbert變換的定義可知:的Hilbert變換實際上是與沖激響應為的系統的卷積,所以可以通過Hilbert濾波器來實現Hilbert變換。這樣當通過濾波器時,就會產生的時延(為濾波器的階數)。因此必須加上氏搭延時器以保證信號和它的Hilbert變換保持同步。
數字調相信號解調的關鍵是確定其相位變化,一般可以認為數字調相信號在一個碼元的波形穩定區包絡是不變的。假設,則點積和差積分別為調相信號前後兩個碼元采樣點的相位差的餘弦和正弦值。通過點積和差積值的大小和極性可組合判決前後碼元相差的大小,可用於DPSK、QDPSK、QDPSK、8DPSK、MPSK等信號的解調[4][5]。
1.2 位同步的方法
位同步是數字化解調中不可缺少的重要環節,在本方案中可以通過對帶限濾波後的采樣信號進行運算得到位同步信號。
因為數字調相信號通過帶限濾波器後在相鄰碼元的相位變化點會產生幅度的「陷落」,因此對采樣序列進行Hilbert變換後可提取信號的瞬時幅度值[6]:
(5)
只要采樣頻率足夠高(如取載波頻率的4倍以上),通過計算瞬時幅度值序列中極小點的位置,即可確定碼元切換點。見圖3所示。
初始位同步建立後,由於碼元定時誤差、多普勒頻移及雜訊等干擾,位同步點可能有偏差,因此需要繼續尋找瞬時幅度極小點的位置,如極小點與原位同步點相同,則不需調整位同步,否則就要利用新的極小點位置對位同步跟蹤調整。在實際通信中,可先發射一連串「1」碼(相對相位調制)或一串「0101….」碼(絕對相位調制),便於快速建立位同步。
2 性能分析
對於上述解調方案的性能,我們使用MATLAB進行了軟體模擬研究,通過對相干解調系統和本方案解調系統誤碼率的對比分析,由圖4可以看出本方案解調系統誤碼率比傳統的相干解調系統有明顯改善。
基於Hilbert變換對信號進行解調,省去了繁瑣的同步載波提取過程,避免了「倒」現象,不需要低通濾波和抽樣判決,在結構上遠比正交解調簡單,大大簡化了系統在中頻段的處理,抗干擾性能有明顯提高,系統通用性顯著增強。
另外可根據同步過程中確定的碼元跳變點及在A/D采樣中單個碼元內的采樣次數來選擇進行點積和差積的采樣信號殲神拿,保證計算出的相位差是兩個碼元波形穩定區的相位差,進一步降低了誤碼率。
同時由於整個解調演算法中相位的計算不需要進行除法和反正切運算,相對其他許多解調演算法,計算量大大減少。
3 結語
本文從軟體無線電的特點出發,針對各種類型的數字調相信號提出了一種實現簡單,通用性非常好,具有很強的抗干擾能力,且計算量小的數字化解調演算法,便於軟體編程的實現,適合於DSP晶元搭建的軟體無線電系統。
[參考文獻]
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[6] Quanwei Cai,Ping Wei,Xianci Xiao. A Digital Molation Recognition Method[J]. IEEE Trans, on Communications,2004, 48(7):863-866.
[作者簡介]
劉輝(1964.02),女,副教授,碩士生導師。
注:國家自然科學基金:20927005。
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