開關電源優化設計pdf

Ⅰ 開關電源原理與應用設計的目錄

第1篇 PWM開關變換器的基本原理
第1章 開關變換器概論
1.1 什麼是開關變換器和開關電源
1.2 DC-DC變換器的基本手段和分類
1.3 DC-DC變換器主迴路使用的元件及其特性
1.3.1 開關
1.3.2 電感
1.3.3 電容
1.4 DC-DC變換器發展歷程、現狀和趨勢
1.4.1 開關電源技術發展的歷程
1.4.2 20世紀推動開關電源發展的主要技術
1.4.3 開關電源技術發展方向
1.4.4 大電容技術
第2章 基本的PWM變換器主電路拓撲
2.1 Buck變換器
2.1.1 線路組成
2.1.2 工作原理
2.1.3 電路各點的波形
2.1.4 主要概念與關系式
2.1.5 穩態特性的分析
2.2 Boost變換器
2.2.1 線路組成
2.2.2 工作原理
2.2.3 電路各點的波形
2.2.4 主要概念與關系式
2.2.5 穩態特性的分析
2.2.6 紋波電壓的分析及減少方法
2.3 Buck-Boost變換器
2.3.1 線路組成
2.3.2 工作原理
2.3.3 電路各點的波形
2.3.4 主要概念與關系式
2.3.5 優缺點
2.4 C'uk變換器
2.4.1 線路組成
2.4.2 工作原理
2.4.3 電路各點的波形
2.4.4 主要概念與關系式
2.5 四種基本型變換器的比較
2.6 四種基本型三電平變換器
2.6.1 Buck三電平變換器電路與工作原理
2.6.2 Buck三電平變換器輸出電壓與輸出電流的關系
2.6.3 濾波器設計
2.6.4 Boost、Buck-Boost C〖DD(-?5/5〗'〖DD)〗uk三電平變換器
第3章 帶變壓隔離器的DC-DC變換器拓撲
3.1 變壓隔離器的理想結構
3.2 單端變壓隔離器的磁復位技術
3.3 自激推挽式變換器的工作原理
3.4 能量雙向流動的DC-DC變壓隔離器
3.5 隔離式三電平變換器
3.5.1 正激變換器3L線路
3.5.2 半橋、全橋變換器3L線路
第4章 變換器中的功率開關元件及其驅動電路
4.1 雙極型晶體管
4.1.1 晶體管的開關過程
4.1.2 開關時間的物理意義及減小的方法
4.1.3 抗飽和技術
4.2 雙極型晶體管的基極驅動電路
4.2.1 一般基極驅動電路
4.2.2 高壓雙極型晶體管基極驅動電路
4.2.3 比例基極驅動電路
4.3 功率場效應管
4.3.1 功率場效應管的主要參數
4.3.2 功率場效應管的靜態特性
4.3.3 MOSFET的體內二極體
4.4 功率場效應管的驅動問題
4.4.1 一般要求
4.4.2 MOSFET的驅動電路
4.5 絕緣柵雙極晶體管
4.5.1 IGBT結構與工作原理
4.5.2 IGBT的靜態工作特性
4.5.3 IGBT的動態特性
4.5.4 IGBT的柵極驅動及其方法
4.6 開關元件的安全工作區及其保護
4.6.1 雙極型晶體管二次擊穿原因及對SOA的影響
4.6.2 安全工作區(SOA)
4.6.3 保護環節——RC緩沖器
第5章 磁性元件的特性與計算
5.1 概述
5.1.1 在開關電源中磁性元件的作用
5.1.2 掌握磁性元件對設計的重要意義
5.1.3 磁性材料基本特性的描述
5.1.4 磁心型號對照表
5.2 磁性材料及鐵氧體磁性材料
5.2.1 磁心磁性能
5.2.2 磁心結構
5.3 高頻變壓器設計方法
5.3.1 變壓器設計方法之一——面積乘積(AP)法
5.3.2 變壓器設計方法之二——幾何參數(K?G)法
5.4 電感器設計方法
5.4.1 電感器設計方法之一——面積乘積(AP)法
5.4.2 電感器設計方法之二——幾何參數(K?G)法
5.4.3 無直流偏壓的電感器設計
5.5 抑制尖波線圈與差模、 共模扼流線圈
5.5.1 抑制尖波的電磁線圈
5.5.2 差模與共模扼流線圈
5.5.3 使用對絞線時干擾的抑制
5.5.4 使用電纜線時干擾的抑制
5.6 非晶、 超微晶(納米晶)合金軟磁材料特性及應用
5.6.1 非晶合金軟磁材料的特性
5.6.2 超微晶合金軟磁材料的特性
5.6.3 非晶、 超微晶合金軟磁材料的應用
第6章 開關電源占空比控制晶元及集成開關變換器的原理與應用
6.1 開關電源系統的隔離技術
6.2 開關電源PWM控制晶元及智能功率開關
6.2.1 1524/2524/3524晶元簡介
6.2.2 晶元的工作過程
6.3 適用於功率場效應管控制的IC晶元
6.3.1 1525A與1524的差別
6.3.2 1525A/1527A的應用
6.4 電流控制型脈寬調制器
6.4.1 UC1846/UC1847工作原理及方框圖
6.4.2 1842/2842/3842 8腳脈寬調制器
6.5 智能功率開關及其應用
6.5.1 概述
6.5.2 工作原理
6.6 攜帶型設備中電源使用的集成塊
6.6.1 簡介
6.6.2 MAX863晶元的應用
6.6.3 MAX624晶元的應用及設計方法
第7章 功率整流管
7.1 功率整流二極體
7.1.1 功率整流二極體模型
7.1.2 功率二極體的主要參數
7.1.3 幾種快速開關二極體
7.2 同步整流技術
7.2.1 概述
7.2.2 同步整流技術的基本原理
7.2.3 同步整流驅動方式
7.2.4 同步整流電路
7.2.5 SR-Buck變換器
7.2.6 SR-正激變換器
7.2.7 SR-反激變換器
第8章 有源功率因數校正器
8.1 AC-DC電路的輸入電流諧波分量
8.1.1 諧波電流對電網的危害
8.1.2 AC-DC變流電路輸入端功率因數
8.1.3 對AC-DC電路輸入端諧波電流限制
8.1.4 提高AC-DC電路輸入端功率因數和減小輸入電流諧波的主要方法
8.2 功率因數和THD
8.2.1 功率因數的定義
8.2.2 AC-DC電路輸入功率因數與諧波的關系
8.3 Boost功率因數校正器(PFC)的工作原理
8.3.1 功率因數校正的基本原理
8.3.2 Boost有源功率因數校正器(APFC)的主要優缺點
8.4 APFC的控制方法
8.4.1 常用的三種控制方法
8.4.2 電流峰值控製法
8.4.3 電流滯環控製法
8.4.4 平均電流控製法
8.4.5 PFC集成控制電路UC3854A/B簡介
8.5 反激式功率因數校正器
8.5.1 DCM反激功率因數校正電路的原理
8.5.2 等效輸入電阻R?e
8.5.3 平均輸出電流和輸出功率
8.5.4 DCM反激變換器等效電路平均模型
第9章 開關電源並聯系統的均流技術
9.1 概述
9.2 開關電源並聯系統常用的均流方法
9.2.1 輸出阻抗法
9.2.2 主從設置法
9.2.3 按平均電流值自動均流法
9.2.4 最大電流法自動均流
9.2.5 熱應力自動均流法
9.2.6 外加均流控制器均流法
第10章 開關電源的小信號分析及閉環穩定和校正
10.1 概述
10.2 電感電流連續時的狀態空間平均法
10.3 電流連續時的平均等效電路標准化模型
10.4 電流不連續時標准化模型
10.5 復雜變換器的模型
10.6 用小信號法分析有輸入濾波器時開關電源的穩定問題
10.7 開關電源控制原理及穩定問題
10.7.1 閉環及開環控制
10.7.2 開關電源結構框圖
10.8 穩定判別式波德圖繪制
10.8.1 常見環節的幅頻特性和相頻特性
10.8.2 快速繪制開環對數特性曲線的方法
10.8.3 用開環特性分析系統的動態性能
10.9 實測波德圖的方法及相關設備
10.9.1 開環系統直接注入法
10.9.2 閉環迴路直接注入法
10.10 測定波德圖，確定誤差放大器的參數
10.10.1 TL431相關測定技術
10.10.2 提高穩定性的設計方法
10.10.3 參數變化影響趨勢的分析
第2篇 PWM開關變換器的設計與製作〖KH1D〗
第11章 反激變換器的設計
11.1 概述
11.1.1 電磁能量儲存與轉換
11.1.2 工作方式的進一步說明
11.1.3 變壓器的儲能能力
11.1.4 反激變換器的同步整流
11.2 反激式變換器的設計方法舉例
11.2.1 電源主迴路
11.2.2 變壓器設計
11.2.3 設計112W反激變壓器
11.2.4 設計中的幾個問題
11.2.5 計算變壓器的另一種方法
11.3 反激變換器的緩沖器設計
11.3.1 反激變換器的開關應力
11.3.2 跟蹤集電極電壓鉗位環節
11.3.3 緩沖器環節工作波形
11.3.4 緩沖器參數的確定
11.3.5 低損耗緩沖器
11.4 雙晶體管的反激變換器
11.4.1 概述
11.4.2 工作原理
11.4.3 工作特點
11.4.4 緩沖器
11.4.5 工作頻率
11.4.6 驅動電路
11.4.7 變壓器設計注意漏電感和匝數
第12章 單端正激變換器的設計
12.1 概述
12.2 工作原理
12.2.1 電感的最小值與最大值
12.2.2 多路輸出
12.2.3 能量再生線圈P?2的工作原理
12.2.4 單端正激變換器同步整流
12.2.5 正激變換器的優缺點
12.3 變壓器設計方法
12.3.1 方法一
12.3.2 方法二
第13章 雙晶體管正激變換器的設計
13.1 概述
13.1.1 線路組成
13.1.2 工作原理
13.1.3 電容C的作用
13.2 雙晶體管正激變換器變壓器設計
13.3 正激變換器的閉環控制及參數計算
13.3.1 UPC 1099的極限使用值和主要電性能
13.3.2 UPC 1099的應用
第14章 半橋變換器的設計
14.1 半橋變換器的工作原理
14.2 偏磁現象及其防止方法
14.2.1 偏磁的可能性
14.2.2 串聯耦合電容改善偏磁性能
14.2.3 串聯耦合電容的選擇
14.2.4 階梯式趨向飽和的可能性及其防止
14.2.5 直通的可能性及其防止
14.3 軟啟動及雙倍磁通效應
14.3.1 雙倍磁通效應
14.3.2 軟啟動線路
14.4 變壓器設計
14.5 控制電路
第15章 橋式變換器的設計
15.1 概述
15.2 工作原理
15.2.1 概述
15.2.2 工作過程
15.2.3 緩沖器的組成及作用
15.2.4 瞬變時的雙倍磁通效應
15.3 變壓器設計方法
15.3.1 設計步驟及舉例
15.3.2 幾個問題
第16章 雙驅動變壓器推挽變換器的設計
16.1 概述
16.1.1 線路結構
16.1.2 工作原理
16.1.3 各點波形
16.2 開關功率管的緩沖環節
16.3 推挽變換器中變壓器的設計
第17章 H7C1為材質PQ磁心高頻變壓器的設計
17.1 損耗及設計原則簡介
17.1.1 設計原則
17.1.2 滿足設計原則的條件
17.2 表格曲線化的設計方法
17.2.1 表17.1的形成與說明
17.2.2 擴大表17.1的使用范圍
第18章 電子鎮流器的設計
18.1 概述
18.1.1 熒光燈
18.1.2 熒光燈的結構及伏安特性
18.1.3 高頻電子鎮流器的基本結構
18.2 半橋串聯諧振式電子鎮流器
18.3 帶有源、無源功率因數電路的電子鎮流器
18.3.1 有源功率因數校正電子鎮流器
18.3.2 無源功率因數校正電子鎮流器
第19章 開關電源設計與製作的常見問題
19.1 干擾與絕緣
19.1.1 干擾問題及標准
19.1.2 隔離與絕緣
19.2 效率與功率因數
19.2.1 高效率與高功率密度
19.2.2 高功率因數
19.3 智能化與高可靠性
19.4 高頻電流效應與扁平變壓器設計
19.4.1 趨膚效應和鄰近效應的產生
19.4.2 扁平變壓器的設計?
第3篇 軟開關-PWM變換器
第20章 軟開關功率變換技術
20.1 硬開關技術與開關損耗
20.2 高頻化與軟開關技術
20.3 零電流開關和零電壓開關
20.4 諧振變換器
20.5 准諧振變換器
20.6 多諧振變換器概述
第21章 ZCS-PWM和ZVS-PWM變換技術
21.1 ZCS-PWM變換器
21.1.1 工作原理
21.1.2 運行模式分析
21.1.3 分析
21.1.4 ZCS-PWM變換器的優缺點
21.2 ZVS-PWM變換器
21.2.1 工作原理
21.2.2 運行模式分析
21.2.3 分析
21.2.4 ZVS-PWM變換器的優缺點
第22章 零轉換-PWM軟開關變換技術
22.1 零轉換-PWM變換器
22.2 ZCT-PWM變換器
22.2.1 工作原理
22.2.2 運行模式分析
22.2.3 ZCT-PWM變換器的優缺點
22.2.4 數例分析
22.3 三端ZCT-PWM開關電路
22.4 ZVT-PWM變換器
22.4.1 工作原理
22.4.2 運行模式分析
22.4.3 ZVT-PWM變換器的優缺點
22.4.4 應用舉例
22.4.5 三端零電壓開關電路
22.4.6 雙管正激ZVT-PWM變換器
第23章 移相控制全橋ZVS-PWM變換器
23.1 DC-DC FB ZVS-PWM DC-DC變換器的工作原理
23.2 PSC FB ZVS-PWM變換器運行模式分析
23.3 PSC FB ZVS-PWM變換器幾個問題的分析
23.3.1 占空比分析
23.3.2 PSC FB ZVS-PWM變換器兩橋臂開關管的ZVS條件分析
23.4 PSC FB ZCZVS-PWM變換器
第24章 有源鉗位軟開關PWM變換技術
24.1 概述
24.2 有源鉗位電路
24.3 有源鉗位ZVS-PWM正激變換器穩態運行分析
24.4 有源鉗位並聯交錯輸出的反激變換器
24.5 有源鉗位反激-正激變換器
第4篇 開關電源的計算機輔助分析與設計
第25章 開關電源的計算機模擬
25.1 電力電子電路的計算機模擬技術
25.1.1 計算機模擬技術
25.1.2 電路模擬分析(建模)方法
25.1.3 SPICE和PSPICE模擬程序
25.2 用SPICE和PSPICE通用電路模擬程序模擬開關電源
25.2.1 概述
25.2.2 功率半導體開關管的SPICE模擬模型
25.2.3 控制電路的SPICE模擬模型
25.2.4 正激PWM開關電源的SPICE模擬
25.2.5 推挽式PWM開關電源的PSPICE模擬及補償網路參數優化選擇
25.3 離散時域法模擬
25.3.1 概述
25.3.2 數值法求解分段線性網路的狀態方程
25.3.3 求解網路拓撲的轉換時刻(邊界條件)
25.3.4 非線性差分方程(大信號模型)
25.3.5 小信號模型
25.3.6 程序框圖
25.3.7 模擬計算舉例
第26章 開關電源的最優設計
26.1 概述
26.1.1 可行設計
26.1.2 最優設計
26.1.3 開關電源的主要性能指標
26.2 工程最優化的基本概念
26.2.1 優化設計模型
26.2.2 設計變數
26.2.3 目標函數
26.2.4 約束
26.2.5 優化數學模型的一般形式
26.2.6 工程優化設計的特點
26.3 應用最優化方法的幾個問題
26.3.1 最優解的性質
26.3.2 初始點的選擇
26.3.3 收斂數據
26.3.4 變數尺度的統一
26.3.5 約束值尺度的統一
26.3.6 多目標優化問題
26.4 DC-DC橋式開關變換器的最優設計
26.4.1 DC-DC半橋式PWM開關變換器主要電路的優化設計
26.4.2 開關、 整流濾波電路的優化設計數學模型
26.4.3 變壓器的優化設計數學模型
26.4.4 半橋PWM開關變換器優化設計的實現
26.4.5 5V/500W輸出 DC-DC半橋PWM開關變換器優化設計舉例
26.4.6 DC-DC全橋ZVS-PWM變換器主電路的優化設計
26.5 單端反激PWM開關變換器的優化設計
26.5.1 數學模型概述
26.5.2 多路輸出等效為一路輸出的方法
26.5.3 優化設計舉例
26.6 PWM開關電源控制電路補償網路的優化設計
26.6.1 概述
26.6.2 開關電源瞬態響應特性簡介
26.6.3 開關變換器的頻域特性
26.6.4 PWM開關變換器小信號模型
26.6.5 瞬態優化設計數學模型
26.6.6 計算舉例
26.7 DC-DC全橋移相式ZVS-PWM開關電源補償網路的最優設計
26.7.1 主電路及電壓、 電流波形
26.7.2 FB ZVS-PWM變換器小信號模型
26.7.3 FB ZVS-PWM變換器主電路傳遞函數及頻率特性
26.7.4 FB ZVS-PWM開關電源補償網路最優設計模型
26.7.5 典型設計舉例

Ⅱ 開關電源設計入門與實例解析的作者簡介

沙占友，1968年畢業於南開大學，河北科技大學二級教授（享受國務院政府特殊津貼），校級教學名師，河北省優秀教師。已出版《開關電源優化設計》、《新型單片開關電源設計與應用》、《單晶元交換式電源設針輿臆用技衍》（中國台灣?全華科技圖書股份有限公司）、《數字化測量技術》、《單片機外圍電路設計》（2003年獲全國優秀暢銷書獎）、《中外集成感測器實用手冊》（「十五」國家重點圖書出版規劃項目）等40餘部著作，發表學術論文315篇。曾先後獲得河北省普通高校優秀教學成果一等獎、河北省科技進步獎、河北省十大發明獎和97布魯塞爾尤里卡銀獎。

Ⅲ 我最近在做開關電源，望各位推薦一本開關電源的經典書籍，個人希望實用點的，原理性的東西早爛熟於心了

劉勝利先生的《現代高頻開關電源實用技術》

Ⅳ 基於TL494的DC-DC升壓型開關電源

李睿智

學號19021211293

【嵌牛導讀】隨著科技的高速發展，電子產品與人們的工作、生活的關系日益密切，而電子產品都離不開可靠的電源。開關電源則以功耗小、效率高、體積小、重量輕的優勢成為研究的熱門。因此，提高對開關電源的研究就顯得至關重要了。本文介紹了一種基於TL494的DC-DC升壓型開關電源電路，該電路採用TL494電源控制晶元及其外圍電路產生PWM波，並通過PWM波的占空比控制開關管的導通時間，實現不同電壓的穩定輸出。經過初步的計算，合理的選擇了電路中的開關管，儲能電感，濾波電容和續流二極體的參數。實驗結果證明，該升壓電路的效率高於80%，具有良好的電壓調整率和負載調整率。

【嵌牛鼻子】DC-DC升壓型開關電源、PWM波、開關管

【嵌牛提問】電子產品在人類的生活中起著日益重要的作用，而電子產品都離不開可靠的電源，如何設計製作出既安全、效率又高的電源呢？這成為人們越來越關心的話題。

【嵌牛正文】

1 ．引言

隨著現代電子技術的迅速發展，電子產品對電源的要求也越來越高。電源的發展經歷了從線性電源、相控電源再到開關電源的發展歷程，而開關電源則以其開關頻率高、體積小、效率高、可靠性高等特點占據著主導地位[1]。1955 年美國的羅耶 ( Roger G H)首次提出了自激振盪推挽晶體管直流變換器[2]，為開關電源的研究打下了理論基礎。20世紀60年代，各種開關電源的拓撲電路已經較為成熟。改革開放以後，我國的開關電源技術也得到了長足的進步，並向著高頻化、高效率，模塊化等特點發展。

該電路選用TL494電源晶元作為整個電路的控制器，並搭建其外圍電路，構成產生PWM波的控制電路。通過調節PWM波的占空比控制開關管的關斷導通時間，從而達到升壓的目的。最後，通過對開關管，儲能電感，濾波電容和續流二極體參數的優化，使電路具有較高的效率，良好的電壓調整率和負載調整率。

2 ．DC-DC升壓型開關電源的基本原理

2.1 DC-DC開關電源的種類

開關電源的種類很多，按輸入/輸出有無隔離的角度，可以分為隔離式與非隔離式兩大類型。隔離型的DC-DC開關電源可分為單端正激式、單端反激式、雙端半橋、雙端全橋等，非隔離型的又可分為降壓式、升壓式、極性反轉式等[3]。本電路為非隔離型的DC-DC開關電源。

2.2 DC-DC開關電源的主電路

圖2.2所示是DC-DC升壓型開關電源的主電路，它的主要構成元器件包括開關管T，儲能電感L、續流二極體D和濾波電容C[4]。

該電路採用的是並聯式的結構，既在主迴路中開關管T與輸出端負載RL並聯。由PWM波控制開關管的關斷導通時間，高電平時開關管導通，由於導通壓降很小，所以續流二極體D截止，此時Ui通過開關管對電感器L充電，負載RL靠電容C中存儲的電能供電。低電平時開關管關斷，此時續流二極體D導通，Ui與電感器L產生的感應電勢正向疊加後，通過續流二極體D對電容器C充電，並同時對負載RL供電。

由以上分析可見，並聯式的開關電源電路可以使輸出電壓高於輸入電壓，既可實現DC-DC升壓的功能。

2.3 DC-DC 開關電源的調制方式

2.3.1 脈沖頻率調制

脈沖頻率調制PFM（全稱為Pulse Frequency Molation），是指脈沖寬度不變，只通過調節工作頻率的方式來改變占空比[5]。這種脈沖調制方式電路復雜，難以實現。

2.3.2 脈沖寬度調制

脈沖寬度調制PWM（全稱為Pulse Width Molation），是指脈沖頻率不變，只通過改變脈沖寬度的方式來改變占空比[6]。

這種脈沖調制方式常用在開關型的穩壓電路中，在不改變電路輸出PWM波頻率的情況下，通過電壓反饋電路，調節輸出PWM波的寬度[7]。電壓反饋電路的工作原理是：當輸入電壓增大時，取樣電阻輸出的采樣電壓也將增大，並在比較放大器和基準電壓進行比較，通過放大器輸出的信號去控制PWM產生器，使輸出脈沖占空比減小，輸出電壓保持穩定。反之，當輸入電壓減小時，PWM產生器輸出脈沖占空比增大，輸出電壓仍可以保持穩定。

3 ．電源控制晶元TL494及其外圍電路的設計

3.1 集成脈寬調制晶元TL494的介紹

如圖3.1所示為TL494晶元的引腳圖和內部結構，TL494是一種固定頻率脈寬調制集成電路，內部集成了大部分的脈寬調制電路，幾乎包含了開關電源控制所需的全部功能，廣泛應用於各種開關電源中[8]。其內部置有兩個誤差放大器，1、2 引腳為誤差放大器1的正負輸入端，16、15 引腳為誤差放大器2的正負輸入端。3引腳為相位校正和增益控制端，4引腳為死區電平控制端。其內置有線性鋸齒波振盪器，5、6引腳處可外置一個電容和一個電阻兩個振盪元件。7引腳為接地，8、9引腳分別為三極體Q1的集電極和發射極，10、11引腳分別為三極體Q2的發射極和集電極，12引腳為電源VCC,13引腳為輸出PWM波模式控制端，14引腳為內部5V基準電壓輸出端。

  3.2 TL494晶元的外圍電路

其工作頻率可通過外接電阻RT和外接電容CT確定。其計算公式如下:

                                              f=1.1/（RT˙CT）

電阻RT的值選為22kΩ，電容CT的值選為1nF，計算得工作頻率為50kHZ，既輸出PWM波的頻率50kHZ。

13引腳為輸出PWM波模式控制端，當該引腳為高電平時，兩個三極體推挽輸出，最大占空比只有48%。為了提高輸出能力，將13引腳接地，這使得觸發器不起作用，兩個三極體輸出相同，最大占空比可達到96%。為了提高驅動能力，將兩個三級管並聯輸出，8、11引腳接電源，9、10引腳並聯後作為PWM波輸出端。

1引腳為反饋信號輸入端，為了保持輸出電壓的穩定性，將該引腳接到電路的輸出端，同時將2引腳接入參考電壓，參考電壓的值由14引腳的5V基準電壓經過電阻R3，RP2和R4組成的分壓電路提供，一般調節可調電阻RP2的值，使參考電壓的值在2.2V-2.3V之間。2、3引腳之間的C2、R5和R6構成的RC網路，可調節誤差放大器1的增益和改善開關電源的動態性能，16引腳用作過流保護的輸入端，可直接將地反饋給該引腳，使過流保護的作用更佳。

4 ．開關電源主要元器件參數的選擇

4.1 開關管T的參數選擇

    開關管T在電路中承受的最大電壓是1.1×1.2U0（U0為輸出電壓），在實際工程中選擇開關管時，應保證有足夠的餘量，通常選擇2~3倍的1.1×1.2U0。開關管T的最大工作電流，通常選擇2~3倍的Ii（Ii為輸入電壓）[9]。在綜合考慮開關管的最高開關頻率，導通電阻和驅動電路等關鍵指標的情況下，本電路選擇TP75N75，該開關管的最大VDS=75V，最大ID=75A，導通電阻僅8mΩ，其餘量完全能夠滿足實際電路的需求。

4.2 儲能電感L的參數選擇

穩壓電源工作時，流過電感的電流由直流平均值和紋波分量兩部分組成。紋波分量是三角波，設其增量為ΔI，則

則根據電感選擇公式[10]，得

因為開關頻率f為50kHZ，通過計算得電感L的值為50μH左右，在實際工程中為保證充分餘量，通常選用100μH/2A的電感，在實際製作的過程中發現自行繞制的電感效果不是太好，所以建議最好購買正規產商生產的電感。

4.3 濾波電容C的參數選擇

在VT導通的TON期間內，由濾波電容C 給負載供電，設此期間C上的電壓降為△U0（△U0為紋波電壓）。則

又                 

所以              

因為開關頻率f為50kHZ，同時為了盡量減小輸出電壓的紋波，所以濾波電容C取2200μF/50V，保證了充分的餘量。

4.4 續流二極體D的參數選擇

在電路中續流二極體的主要作用是開關管導通時，續流二極體D截止，電容C對負載供電；開關管關斷時，續流二極體D導通，Ui與電感L通過續流二極體D對電容器C充電，並同時對負載RL供電。所以D的最大反向電壓為U0，流過的最大電流是輸入電流II，此外續流二極體還需滿足開關頻率高，導通電阻小的要求，通常選用肖特基二極體，本電路選擇三端肖特基二極體MBR60100CT，其最大反向工作電壓為100V，最大工作電流為60A，保證了充分的餘量。

5 ．開關電源電路的測試與相關數據計算

5.1 實驗電路的原理圖繪制

5.2 實驗電路的PCB圖繪制

    在繪制PCB圖時，應盡量把電源線和地線布粗，這樣可以減少損耗，並且可以使電路過大電流。為了畫圖的方便以及節約空間，信號線則可以細點。另外，若焊接電路板時背面需要用導線連接，靠近輸入輸出處的導線應使用粗線，避免分流，反饋線可使用較細的導線。

5.3 實驗電路相關參數的測試

5.3.1 負載調整率（輸入電壓UI為10V，輸出電壓UO為20V）

                                                                           表5.3.1 負載調整率

所以負載調整率為：（20.00-19.59）/20≈2%。

5.3.2 電壓調整率（輸出電壓UO為20V，輸出端負載R不變）

                                                                       表5.3.2 電壓調整率

所以電壓調整率為：（20.15-19.86）/20=1.45%。

5.3.3 升壓電路的效率

                                                                  表5.3.3升壓電路的效率

5.4 實驗結果分析

綜上實驗數據可得，本升壓電路可以實現最高36V的輸出，最大輸出電流可達1.6A，效率高於86%，負載調整率約為2%，電壓調整率為1.45%，並且具有過壓保護和過流保護的能力。

6 ．總結

   本文介紹了一種基於TL494的DC-DC升壓型開關電源電路。在製作的過程中，採用非隔離型的DC-DC開關電源主電路，通過電壓反饋調節PWM波的占空比，實現輸出電壓的穩定。並通過對開關管T、儲能電感L、濾波電容C和續流二極體D的參數選擇，使該電路達到最佳的性能指標。最後，對電路的負載調整率、電壓調整率、效率進行測試。從實驗結果可得，該電路實現了從(15V~20V)到(18V~36V)的升壓功能，具有效率較高，良好的負載調整率和電壓調整率的特點，且性能穩定，抗干擾能力強。

參考文獻

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[2] 方舟.通信高頻開關電源的現狀及展望[J].電源世界,2008(10):35-37.

[3] 趙容,張波.同步整流關鍵技術及主要拓撲分析.電路與系統學報[N],2004,9(3):

100-104.

[4]  白炳良,周慰君.基於TL494開關電源的設計.大學物理實驗.2009(01).

[5]  林蔭宇.移相全橋零電壓PWM變換器的建模與模擬[J].重慶大學學報.2000,78-85.

[6]  鄒懷安,張銳.開關電源的PWM-PFM控制電路[J].電子質量.2004(03).

[7]  華偉.通信開關電源的五種PWM反饋控制模式研究[J].通信電源技術.2001(02).

[8]  沙占友,孟志永.開關電源專用晶元的選擇及其應用[J].電源技術應用.2012(05).

[9]  劉慧娟,黃權.開關電源效率的優化設計[J].聲屏世界.2015(S1).

[10] 毛景魁.鋰電池並聯的 Boost 升壓電路設計與模擬[J].實驗室研究與探索.2012(9): 214-218.

Ⅳ 國內外對開關電源參數優化的發展狀況如何那

國內外開關電源發展狀況，主要表現在以下幾個方面。

1. 高性能碳化硅（SiC）功率半導體器件

可以預見，碳化硅將是21世紀最可能成功應用的新型功率半導體器件材料，其優點是：禁帶寬，工作溫度高（可達600°C），通態電阻小，導熱性能好，漏電流極小，PN結耐壓高等等。

2. 高頻磁技術

高頻開關變換器中用了多種磁元件，有許多基本問題要研究。

（1）隨著開關電源的高頻化，在低頻下可以忽略的某些寄生參數，在高頻下將對某些電路性能（如開關尖峰能量、雜訊水平等）產生重要影響。尤其是磁元件的渦流、漏電感、繞組交流電阻Rac和分布電容等，在低頻和高頻下的表現有很大不同。高頻磁技術理論作為學科前沿問題，仍受到人們的廣泛重視，如：磁心損耗的數學建模，磁滯回線的模擬建模，高頻磁元件的計算機模擬建模和CAD、高頻變壓器一維和二維模擬模型等。有待研究的問題還有：高頻磁元件的設計決定了高效率開關電源的性能、損耗分布和波形等，人們希望給出設計准則、方法、磁參數和結構參數與電路性能的依賴關系，明確設計的自由度與約束條件等。

（2）對高頻磁性材料有如下要求：損耗小，散熱性能好，磁性能優越。適用於兆赫級頻率的磁性材料為人們所關注，如5~6µm超薄鈷基非晶態磁帶，1MHz（Bm=0.1T）時，損耗僅為0.7~1W/cm3，是MnZn高頻鐵氧體的1/3~1/4。納米結晶軟磁薄膜也在研究。

（3）研究將鐵氧體或其他薄膜材料高密度集成在矽片上。或硅材料集成在鐵氧體上，是一種磁電混合集成技術。磁電混合集成還包括利用電感箔式繞組層間分布電容實現磁元件與電容混合集成等。

3. 新型電容器

研究開發適合於功率電源系統用的新型電容器和超級大電容。要求電容量大、等效電阻（ESR）小、體積小等。據報道，美國在20世紀90年代末，已開發出330µF新型固體鉭電容，其ESR有顯著下降。

4. 功率因數校正AC-DC開關變換技術

一般高功率因數AC-DC電源由兩級組成：在DC-DC變換器前加一級前置功率因數校正器，至少需要兩個主開關管和兩套控制驅動電路。這樣對於小功率開關電源說，總體效率低、成本高。

對輸入端功率因數要求不特別高的情況，用PFC和變換器組合電路構成小功率AC-DC開關電源，只用一個主開關管，可使PF校正到0.8以上，稱為單管單級PF校正AC-DC變換器，簡稱為S4。例如一種隔離式S4PF校正AC/DC變換器，前置功率因數校正器用DCM運行的Boost變換器，後置電壓調節器主電路為反激變換器，按CCM或DCM運行；兩級電路合用一個主開關管。

5. 高頻開關電源的電磁兼容研究

高頻開關電源的電磁兼容問題有特殊性。通常，它涉及到開關過程產生的di/dt和dv/dt，引起強大的傳導型電磁干擾和諧波干擾。有些情況還會引起強電磁場輻射。不但嚴重污染周圍電磁環境，對附近的電氣設備造成電磁干擾，還可能危及附近操作人員的安全。同時，開關電源內部的控制電路也必須能承受主電路及工業應用現場電磁雜訊的干擾。由於上述特殊性和測量上的具體困難，專門針對開關電源電磁兼容的研究工作，目前還處於起始階段。顯然，在電磁兼容領域，存在著許多交叉科學的前沿課題有待人們研究。如：典型電路與系統的近場、傳導干擾和輻射干擾建模；印製電路板和開關電源EMC優化設計軟體；低中頻、超音頻及高頻強磁場對人體健康的影響；大功率開關電源EMC測量方法的研究等。

6. 開關電源的設計、測試技術

建模、模擬和CAD是一種新的、方便且節省的設計工具。為模擬開關電源，首先要進行模擬建模。模擬模型中應包括電力電子器件、變換器電路、數字和模擬控制電路，以及磁元件和磁場分布模型，電路分布參數模型等，還要考慮開關管的熱模型、可靠性模型和EMC建模。各種模型差別很大，因此建模的發展方向應當是：數字-模擬混合建模；混合層次建模；以及將各種模型組成一個統一的多層次模型（類似一個電路模型，有方塊圖等）；自動生成模型，使模擬軟體具有自動建模功能，以節約用戶時間。在此基礎上，可建立模型庫。

開關電源的CAD，包括主電路和控制電路設計、器件選擇、參數優化、磁設計、熱設計、EMI設計和印刷電路板設計、可靠性預估、計算機輔助綜合和優化設計等。用基於模擬的專家系統進行開關電源的CAD，可使所設計的系統性能最優，減少設計製造費用，並能做可製造性分析，是21世紀模擬和CAD技術的發展方向之一。現在國外已開發出設計DC-DC開關變換器的專家系統和模擬用MATSPICE軟體。

此外，開關電源的熱測試、EMI測試、可靠性測試等技術的開發、研究與應用也是應大力發展的。

7. 低電壓、大電流的開關電源開發

(1)低電壓、大電流的開關變換器的要求

數據處理系統的速度和效率日益提高，新一代微處理器的邏輯電壓低達1.1~1.8V，而電流達50~100A，其供電電源——低電壓、大電流輸出DC-DC變換器模塊，又稱為電壓調整器模塊（VRM）。新一代微處理器對VRM的要求是：輸出電壓很低，輸出電流大，電流變化率高，響應快等。

①為降低IC的電場強度和功耗，必須降低微處理器供電電壓，因此VRM的輸出電壓要從傳統的3V左右降低到小於2V，甚至1V。

②運行時，電源輸入電流>100A，由於寄生L、C參數，電壓擾動大，應盡量減小L。

③微處理器起停頻繁，不斷從休眠狀態啟動，工作，再進入休眠狀態。因此要求VRM電流從0突變到50A，又突降到0，電流變化率達5A/ns。

④設計時應控制擾動電壓≤10%，允許輸出電壓變化±2%。

(2)採用波形交錯技術

線路的寄生阻抗、電容的ESR和ESL對VRM在負載變化過程中的電壓調整影響很大。必須研製高頻、高功率密度和快速的新型VRM。現在已有多種拓撲問世，如：同步整流Buck變換器（用功率MOS管替代開關二極體）；為防止電流大幅度變化時由於高頻寄生參數引起輸出電壓擾動，有文獻介紹採用多輸入通道或稱多相DC-DC變換器，應用波形交錯(Interleaving)技術，保證VRM輸出紋波小，改善輸出瞬態響應，並可減小輸出濾波電感和電容。
(3)電壓紋波與沖擊電壓問題

①電壓紋波與ESR。對於電壓在1V以下、電流在100A以上的負載，其負載電阻在10mΩ以下，低於濾波電容的內部等效串聯電阻，會出現電壓紋波問題。現在，假設可以通過升降壓或升壓型變換器實現這種電源，但流過電容的紋波電流在100A以上，效率小於50%。對此，降壓型變換器中含有串聯濾波電感，可抑制紋波電流。但是，負載電阻與ESR相當，紋波電流分別流過電容和負載，其動作模式和目前的濾波電路不同。

為探討紋波電壓動作模式，首先給出等效電路進行模擬。模擬中根據Crc的值，有四種動作模式的紋波電壓。電壓紋波值與rc/R的變化關系曲線，也有四種動作模式，C越大，紋波率就越小。為進一步降低低壓大電流輸出電壓紋波，即減小濾波電容ESR值，必須採取一定的方法和策略。

②負載突變引起的沖擊電壓。對於數字電路的負載，為快速響應各種模式的轉換，輸出電壓相應於負載變化的瞬態響應特性就顯得非常重要。此時，如果電流的變化率大，沖擊產生時間比開關周期Ts短，則很難期待由反饋而帶來的輸出電壓穩定效果。目前技術還沒有辦法，正處於模擬研究階段。

(4)探尋省略濾波電容的可能性

如果因負載急變引起輸出電壓波動，波動持續時間超過開關周期的話，通過反饋可在一定程度上進行調整，LC濾波電路對此電壓調整效果起決定作用。為達到電壓調整目的，必須提高開關頻率，減小L和C值，讓截止頻率盡量向高域端延伸。有人考慮用兩個非對稱逆變器（帶變壓器）輸出雙相方波，每個逆變器的輸出電壓通過半波整流接向共同的負載，將截止頻率延伸至高域端。

開關頻率由MOSFET的開關時間所決定，為了提高開關效率，使超過其極限值，在實用中可採用多相開關方式等效提高開關頻率的方法。但是，相數也有限制。另外，變化的原因僅在於負載一側，讓截止頻率盡量低也非常有效。為達到此目的，使用電氣雙層電容濾波器可能是今後的發展方向。當然，為此必須考慮怎樣同時降低雙層電容器的等效串聯電阻和等效串聯電感。

(5)攜帶型設備與燃料電池

對於手提電腦、手機、數碼相機等攜帶型電器，電源是出問題最多的部分。攜帶型設備的電源一直以來是傳統電池的天下，傳統電池在輕便與長時使用性方面，還不能充分滿足用戶的要求。為此，由固體高分子材料構成的燃料電池最近引起了大家的關注。燃料電池是以甲醇為燃料，鉑為催化劑，其構造為電極間夾電解質膜，能量密度可做到鋰電池的10倍。100°C以下的工作溫度包括在常溫下可以發電，單節電壓大概為1~2V。本來用氫作燃料最理想，但從實用出發，用甲醇和鉑催化劑的組合較方便。不過其對於負載變化的跟隨性有問題，因此為保護電極，需要與電容組合使用。

燃料電池的優點是維護方便，可長時間使用。電能不足時，僅補充燃料即可，不需要長時間充電。

以上就低壓、大電流開關電源為中心，對開關電源的未來技術發展方向進行了論述。按照摩爾定律，每18個月IC的集成度會增加2倍，因此很難斷定電壓會降低到何種程度為止。如果這種趨勢無限制的持續下去，可以預想對電源的要求會越來越高。要滿足這些要求，首先以開發新的半導體和電容為前提，另外從電路角度來建立元器件微細結構模型也可能成為解決問題的關鍵點。因此，今後在各種層面上打破學科界線進行協同研究的必要性會越來越高。

8. 低電壓、大電流DC-DC變換器模塊

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Ⅹ 如何解決開關電源變壓器溫升過高的問題分析

1、降低開關管的發熱量

開關管的發熱量是由損耗引起的，開關管的損耗由開關過程損耗和通態損耗兩部分組成，減小通態損耗可以通過選用低通態電阻的開關管來減小通態損耗；開關過程 損耗是由於柵電荷大小及開關時間引起的，減小開關過程損耗可以選擇開關速度更快、恢復時間更短的器件來減少。但更為重要的是通過設計更優的控制方式和緩沖 技術來減小損耗，如採用軟開關技術，可以大大減小這種損耗。
2、減低二極體的發熱量

減小功率二極體的發熱量，對交流整流及緩沖二極體，一般情況下不會有更好的控制技術來減小損耗，可以通過選擇高質量的二極體來減小損耗。對於變壓器二次側 的整流可以選擇效率更高的同步整流技術來減小損耗。對於高頻磁性材料引起的損耗，要盡量避免趨膚效應，對於趨膚效應造成的影響，可採用多股細漆包線並繞的 辦法來解決。

3、減低變壓器的發熱量

變壓器本身而言，一旦出現溫升過高發燙發熱的情況，主要是由於四種問題來導致的，分別是銅損、繞線工藝問題、變壓器鐵損以及變壓器設計功率太小。空載發熱是 變壓器絕緣壞或變壓器輸入電壓高了，絕緣壞需要重繞線圈，輸入電壓高需要降低輸入電壓或增加線圈圈數。如果電壓正常，在帶上負荷的情況下發熱發燙，那就是 電源變壓器的負荷太大，需要改變其負荷設計。
4、開關電源的優化設計

MOS 管的損耗由開關過程損耗和通態損耗兩部分組成，減小通態損耗可以通過選用低通態電阻的開關管來減小通態損耗，開關過程損耗是由於柵電荷大小及開關時間引起 的，減小開關過程損耗可以選擇開關速度更快、恢復時間更短的器件來減少。但更為重要的是通過設計更優的控制方式和緩沖技術來減小損耗，如採用軟開關技術， 可以大大減小這種損耗。