Ⅰ 简述同步解调的算法
解调是调制的逆过程，是从高频已调波中恢复出原低频调制信号的过程。从频谱上看，解调也是一种信号频谱的线性搬移过程，是将高频载波端边带信号的频谱线性搬移到低频端，这种搬移正好与调制过程的搬移过程相反，故所有的具有频谱线性搬移功能的电路均可用于调幅波的解调。
同步解调，它的基本功能就是完成频谱的线性搬移，但为了防止失真，同步检波电路中都必需输入与载波同步的解调载波。同步，指同频率同相位。
一体化工作站正变得越来越轻薄，要求更轻和更小的电源转换器，这通常通过提高开关频率来实现。传统Si MOSFET在高频工作下的开关和驱动损耗是一个关键制约因素。GaN HEMT提供较传统MOSFET更低的门极电荷和导通电阻，从而实现高频条件下的更高电源转换能效。
演示板设计为240 W通用板，它输出20 A的负载电流和12 V输出电压，功率因数超过98%，满载时总谐波失真(THD)低于17%。电源转换器前端采用功率因数校正(PFC) IC，将AC转换为调节的385 V DC总线电压。升压转换器中的电感电流工作于CCM。升压PFC段采用安森美半导体的NCP1654控制器。次级是隔离的DC-DC转换器，将385 V DC总线电压转换为12 V DC输出电压。隔离的DC-DC转换通过采用LLC谐振拓扑实现。次级端采用同步整流以提供更高能效。LLC电源转换器采用安森美半导体的NCP1397，提供97%的满载效率，而同步整流驱动器是NCP4304。
NCP432用于反馈路径以调节输出电压。演示板采用GaN HEMT作为PFC段和LLC段原边的开关，提供0.29 mΩ的低导通电阻和> 100 V/ns 的高dv/dt，因而导致开关和导通损耗低，其低反向恢复电荷产生最小的反向恢复损耗。
其中，NCP1654提供可编程的过流保护、欠压检测、过压保护、软启动、CCM、平均电流模式或峰值电流模式、可编程的过功率限制、浪涌电流检测。NCP1397提供精确度为3%的可调节的最小开关频率、欠压输入、1 A/0.5 A峰值汲/源电流驱动、基于计时器的过流保护(OCP)输入具自动恢复、可调节的从100 ns至2 μs的死区时间、可调节的软启动。NCP4304的关键特性包括具可调节阈值的精密的真正次级零电流检测、自动寄生电感补偿、从电流检测输入到驱动器的关断延迟40 ns、零电流检测引脚耐受电压达200 V、可选的超快触发输入、禁用引脚、可调的最小导通时间和最小关断时间、5 A/2.5 A峰值电流汲/源驱动能力、工作电压达30 V。
Ⅱ 希尔伯特变换有什么用【基于Hilbert变换的数字调相信号解调算法研究】
[摘 要]文章提出了一种在软件无线电中基于希尔伯特(Hilbert)变换的调相信号数字化解调算法,与传统解调方法相比,简单、计算量小且易于实现,能很好地满足软件无线电中的要求。理论分析和仿真结果表明该解调方案的抗干扰性能有明显改善,具有理论意义和实际应用价值。
[关键词]软件无线电 希尔伯特变换 数字化解调 仿真
[中图分类号]TN911.72[文献标识码]A[文章编号]1007-9416(2010)03-0119-02
软件无线电是近年现代通信技术的一个重要研究领域。其基本思想是在一个通用的硬件平台上安装不同的软件实现不同的通信功能,它便于通过软件升级来扩充系统功能,适应新的通信标准[1]。
目前,在软件无线电系统的接收端一般使用数字化正交解调方式[2],见图1所示。
数字化正交解调算法的基本原理是:将模拟中频信号首先经过A/D转换器,转化为数字信号,然后瞎基用数控振荡器(NCO)产生的两路本振信号分别与混频,输出信号经FIR数字低通滤波器(LPF),得到基本信号和,最后解调输出。它的主要缺点是要提取同步载波,算法比较复杂,而且占用存储空间大。为克服这些缺点,本文提出了一种能适用于各种数字调相方式,且算法简单、快速的数字化解调算法。
1 基于Hilbert变换的数字调相信号快速解调算法
根据Hilbert变换的性质,如果低频限带信号Hilbert变换为,带宽为,则当载波频率时,有:
(1)
(2)
因此,我们可设计一个数字化解调器如图2所示。
1.1 算法解释
一般数字调相信号可表示为[3]:,则当时,经A/D采样后离散化为:
(3)
我们以周期(为基带信号的码元宽度)提取离散信号,然后进行Hilbert变换,则离散化信号的Hilbert变换为:
(4)
由Hilbert变换的定义可知:的Hilbert变换实际上是与冲激响应为的系统的卷积,所以可以通过Hilbert滤波器来实现Hilbert变换。这样当通过滤波器时,就会产生的时延(为滤波器的阶数)。因此必须加上氏搭延时器以保证信号和它的Hilbert变换保持同步。
数字调相信号解调的关键是确定其相位变化,一般可以认为数字调相信号在一个码元的波形稳定区包络是不变的。假设,则点积和差积分别为调相信号前后两个码元采样点的相位差的余弦和正弦值。通过点积和差积值的大小和极性可组合判决前后码元相差的大小,可用于DPSK、QDPSK、QDPSK、8DPSK、MPSK等信号的解调[4][5]。
1.2 位同步的方法
位同步是数字化解调中不可缺少的重要环节,在本方案中可以通过对带限滤波后的采样信号进行运算得到位同步信号。
因为数字调相信号通过带限滤波器后在相邻码元的相位变化点会产生幅度的“陷落”,因此对采样序列进行Hilbert变换后可提取信号的瞬时幅度值[6]:
(5)
只要采样频率足够高(如取载波频率的4倍以上),通过计算瞬时幅度值序列中极小点的位置,即可确定码元切换点。见图3所示。
初始位同步建立后,由于码元定时误差、多普勒频移及噪声等干扰,位同步点可能有偏差,因此需要继续寻找瞬时幅度极小点的位置,如极小点与原位同步点相同,则不需调整位同步,否则就要利用新的极小点位置对位同步跟踪调整。在实际通信中,可先发射一连串“1”码(相对相位调制)或一串“0101….”码(绝对相位调制),便于快速建立位同步。
2 性能分析
对于上述解调方案的性能,我们使用MATLAB进行了软件仿真研究,通过对相干解调系统和本方案解调系统误码率的对比分析,由图4可以看出本方案解调系统误码率比传统的相干解调系统有明显改善。
基于Hilbert变换对信号进行解调,省去了繁琐的同步载波提取过程,避免了“倒”现象,不需要低通滤波和抽样判决,在结构上远比正交解调简单,大大简化了系统在中频段的处理,抗干扰性能有明显提高,系统通用性显着增强。
另外可根据同步过程中确定的码元跳变点及在A/D采样中单个码元内的采样次数来选择进行点积和差积的采样信号歼神拿,保证计算出的相位差是两个码元波形稳定区的相位差,进一步降低了误码率。
同时由于整个解调算法中相位的计算不需要进行除法和反正切运算,相对其他许多解调算法,计算量大大减少。
3 结语
本文从软件无线电的特点出发,针对各种类型的数字调相信号提出了一种实现简单,通用性非常好,具有很强的抗干扰能力,且计算量小的数字化解调算法,便于软件编程的实现,适合于DSP芯片搭建的软件无线电系统。
[参考文献]
[1] 杨小牛,楼才义,徐建良.软件无线电原理与应用[M].北京:电子工业出版社,2001.
[2] Ulrich L Rohde, Jerry C Whitaker. Communications Receivers-DSP Software Radio and Design (Third Edition)[M]. Mc Graw Hill,2001.
[3] 樊昌信,张甫翊等.通信原理(第5版)[M].北京:国防工业出版社,2001.
[4] Eyre J. The Digital Signal Processor Derby[J].IEE Spectrum ,2001,38(6):62-68.
[5] A Swami, B M Sadler. Hierarchical digital molation using cumulants[J]. IEEE Trans,on Communications ,2000, 48(3):416-429.
[6] Quanwei Cai,Ping Wei,Xianci Xiao. A Digital Molation Recognition Method[J]. IEEE Trans, on Communications,2004, 48(7):863-866.
[作者简介]
刘辉(1964.02),女,副教授,硕士生导师。
注:国家自然科学基金:20927005。
本文为全文原貌 未安装PDF浏览器用户请先下载安装 原版全文